LED 照明的設計人員已經(jīng)很快熟悉了各類(lèi)適用的**標準，如針對美國通用 LED 燈的 IEC 62560、針對 LED 陣列和模塊的 IEC 62031 以及針對驅動(dòng)器和電源的 IEC 61347。 異常危險包括可能由如附近雷擊之類(lèi)事件引起的輸入電力線(xiàn)路上的高能浪涌。 IEC 61000-4-5 描述了使用標準 8 x 20 μs 波形的浪涌測試，并為歐洲戶(hù)外照明應用規定了高達 10 kV/5 kA 的電平。

直插式保險絲、金屬氧化物變阻器 （MOV） 和并聯(lián)式瞬態(tài)電壓抑制 （TVS） 二極管等器件可在電源和驅動(dòng)器電路中使用。 像 Littelfuse 這樣的廠(chǎng)商已經(jīng)就如何選擇和定位設備以便吸收并轉移存在潛在瞬態(tài)損害的能量提供了全 面的指導。

圖 1 概述了在通用 LED 照明解決方案中所使用的浪涌保護器件。 如圖所示，三個(gè) MOV 分別放置在相線(xiàn)與中性線(xiàn)、中性線(xiàn)與接地線(xiàn)以及相線(xiàn)與接地線(xiàn)之間，實(shí)現了較高的浪涌承受能力，例如 Littelfuse V300SM7。 MOV 的跨壓過(guò)大時(shí)會(huì )使器件形成導電通路，從而轉移浪涌能量。 TVS 二極管可以是像 Littelfuse P6KE300 這樣的器件，能通過(guò)耗散瞬態(tài)能量來(lái)保護電路元器件。 所選器件必須能承受施加的瞬態(tài)電壓所造成的脈沖電流。

圖 1：Littelfuse 的 LED 照明應用浪涌保護器件設計指導。

線(xiàn)路電壓波動(dòng)防護

上文所示的器件可有效避免電路受短期高能量脈沖的影響。 然而，具有較慢時(shí)間常數的波動(dòng)也可能造成威脅。 眾所周知，隨著(zhù)電力公司的終用戶(hù)需求增加、基礎設施老化，且基于化石燃料的傳統發(fā)電逐步轉變?yōu)楦蟪潭壬弦蕾?lài)于可再生能源的分布式發(fā)電的綠色環(huán)保模式，電力公司面臨著(zhù)維持電網(wǎng)穩定性的壓力。 在這種情況下，可能出現欠壓和過(guò)壓波動(dòng)，降低了某些電路類(lèi)型中的元器件可靠性和壽命。

例如，MR16 或 GU10 燈泡等常用照明產(chǎn)品的 LED 替換用燈面臨成本和尺寸的嚴格限制。 為了應對這些壓力，Texas Instruments TPS92210 LED 驅動(dòng)器控制器采用內部 MOSFET，以共源共柵配置與外部高電壓 MOSFET 相連。 這簡(jiǎn)化了啟動(dòng)，允許在沒(méi)有外部電流檢測電阻的情況下實(shí)現應用，并且降低了初級側開(kāi)關(guān)損耗。 通過(guò)支持斷續導電模式 （DCM） 操作，它還程度地降低了輸出整流器二極管的反向恢復損耗。 因此，TPS92210 與常規反激式架構相比，有助于提高效率和可靠性，同時(shí)降低系統成本。 圖 2 顯示了典型應用的原理圖。 注意，連接到 DRN 引腳（引腳 6）的外部 MOSFET 與 TPS92210 內部驅動(dòng)器 MOSFET 的漏極相連，形成共源共柵電路。

圖 2：旨在提高相對常規反激式轉換器性能的 LED 驅動(dòng)器電路。

該驅動(dòng)器電路旨在為 LED 燈串提供恒定功率。 如果電網(wǎng)的不穩定性導致線(xiàn)路電壓降低，那么輸入到驅動(dòng)器中的電流將增強，以便保持恒定的輸出功率。 增強的電流會(huì )對驅動(dòng)器元器件施加過(guò)多應力。 同樣地，由于線(xiàn)路電壓的大幅增加以及變壓器初級側繞組電感引起的瞬時(shí)振蕩，可能超過(guò) MOSFET 和電容器等重要元器件的額定值。 雖然上文提及的 MOV 和 TVS 二極管等標準元器件能有效防護短時(shí)高能浪涌，但可能需要額外保護才能防止潛在的路線(xiàn)不穩定性造成損壞。

當使用像 TPS92210 這樣的控制器時(shí)，外部電路可設計為當交流線(xiàn)路輸入上升或下降到正常范圍以外時(shí)，利用 IC 的變壓器零能量檢測 （TZE） 功能暫時(shí)禁用驅動(dòng)器。

過(guò)壓/欠壓保護電路操作

當驅動(dòng)器工作在 DCM 模式時(shí)，只有在變壓器已完全復位或其能量為零時(shí)，才啟動(dòng)每個(gè)后繼的開(kāi)關(guān)周期。 當初級偏置繞組相對于接地為負時(shí)，連接到 TZE 引腳的電阻分壓器可監視從 TZE 引腳輸出的電流，進(jìn)而檢測變壓器的零能量點(diǎn)。

圖 3 顯示了保護電路在輸入欠壓/過(guò)壓的情況下阻止下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期啟動(dòng)以停止驅動(dòng)器運行。 這通過(guò)在 TZE 引腳上施加 DC 電壓防止過(guò)零檢測來(lái)實(shí)現。 當輸入電壓在**工作范圍內時(shí)，電路不會(huì )向 TZE 引腳輸出 DC 電壓，進(jìn)而允許正常的過(guò)零檢測，使控制器能協(xié)調谷值開(kāi)關(guān)，從而獲得效率。

圖 3：輸入欠壓和過(guò)壓保護原理圖。

該電路通過(guò)從橋式整流器輸出接收經(jīng)過(guò)整流的非平滑線(xiàn)路電壓來(lái)工作。 該電壓通過(guò)齊納 D2 箝至 12 V，并通過(guò)電阻分壓器進(jìn)一步降低。 電阻器 R3 和 R4 與欠壓保護相關(guān)，而 R5 和 R6 用于處理過(guò)壓保護。 電阻值 R3、R4、R5 和 R6 確定后，跳變閾值將分別設置為 1V 和 2.5V。

12 V 偏置還用于為精密四通道單電源微功耗運算放大器 U1 （TLC27L4） 供電。 為 U1 選擇微功耗運算放大器，是為了允許直接從齊納二極管進(jìn)行操作，而不會(huì )在低輸入電壓情況下出現不穩定的開(kāi)/關(guān)周期，此情況可能在使用需要更高供電電流的器件時(shí)出現。 U1-A 作為峰值檢測器，產(chǎn)生與電容器 C4 上的 Vin（rms） 成比例的 DC 電壓。 當峰值檢測器電壓低于欠壓基準 VR1 時(shí)，U1-B 將緩沖此 DC 電壓，并且 U1-C 會(huì )輸出一個(gè)錯誤信號。 同樣地，U1-D 將峰值檢測器輸出與過(guò)壓基準 VR2 進(jìn)行比較，進(jìn)而在 RMS 輸入電壓超過(guò)過(guò)壓觸發(fā)器閾值時(shí)生成錯誤信號。 U1-C 和 U1-D 的輸出通過(guò)齊納 D5 箝至 3.3 V，然后在被饋送到 TZE 引腳之前用晶體管 Q1 進(jìn)行緩沖。 R10 和 R12 引入約 5 V 的滯后來(lái)避免在邊界限制處的誤觸發(fā)。

由于連續掃描 TPS92210 的 TZE 輸入來(lái)查找谷值轉換，當保護電路在引腳上強加 DC 電壓時(shí)可阻止開(kāi)關(guān)周期。 當輸入電壓恢復到正常工作范圍時(shí)，可恢復開(kāi)關(guān)。 該表顯示了與輸入端的正常和浪涌條件對應的器件特性和驅動(dòng)器輸出狀態(tài)。

結論

為確保 LED 照明解決方案符合國際**標準，諸如險絲、MOV 和 TVS 二極管之類(lèi)傳統浪涌抑制器件是必不可少的。 通過(guò)阻止潛在破壞性電流或過(guò)高電壓到達驅動(dòng)器元件或 LED，附加電路可提供智能保護，以防交流電力線(xiàn)路質(zhì)量惡化。