工業(yè)電機驅動(dòng)的整個(gè)市場(chǎng)趨勢是對更高效率以及可靠性和穩定性的要求不斷提高，功率半導體器件制造商不斷在導通損耗和開(kāi)關(guān)時(shí)間上尋求突破。有關(guān)增加絕緣柵極雙極性晶體管(IGBT)導通損耗的一些權衡取舍是：更高的短路電流電平、更小的芯片尺寸，以及更低的熱容量和短路耐受時(shí)間。這凸顯了柵極驅動(dòng)器電路以及過(guò)流檢測和保護功能的重要性。

今天我們會(huì )討論現代工業(yè)電機驅動(dòng)中成功可靠地實(shí)現短路保護的問(wèn)題，同時(shí)提供三相電機控制應用中隔離式柵極驅動(dòng)器的實(shí)驗性示例。

工業(yè)環(huán)境中的短路

工業(yè)電機驅動(dòng)器的工作環(huán)境相對惡劣，可能出現高溫、交流線(xiàn)路瞬變、機械過(guò)載、接線(xiàn)錯誤以及其它突發(fā)情況。其中有些事件可能會(huì )導致較大的過(guò)流流入電機驅動(dòng)器的功率電路中。圖1顯示了三種典型的短路事件。

工業(yè)電機驅動(dòng)中三種典型的短路事件：

1、逆變器直通。這可能是由于不正確開(kāi)啟其中一條逆變器橋臂的兩個(gè)IGBT所導致的，而這種情況又可能是因為遭受了電磁干擾或控制器故障。它也可能是因為臂上的其中一個(gè)IGBT磨損/故障導致的，而正常的IGBT保持開(kāi)關(guān)動(dòng)作。

2、相對相短路。這可能是因為性能下降、溫度過(guò)高或過(guò)壓事件導致電機繞組之間發(fā)生絕緣擊穿所引起的。

3、相線(xiàn)對地短路。這同樣可能是因為性能下降、溫度過(guò)高或過(guò)壓事件導致電機繞組和電機外殼之間發(fā)生絕緣擊穿所引起的。

一般而言，電機可在相對較長(cháng)的時(shí)間內(毫秒到秒，具體取決于電機尺寸和類(lèi)型)吸收極高的電流；然而，IGBT——工業(yè)電機驅動(dòng)逆變器級的主要部分——短路耐受時(shí)間為微秒級。

IGBT短路耐受能力

IGBT短路耐受時(shí)間與其跨導或增益以及IGBT芯片熱容量有關(guān)。更高的增益導致IGBT內的短路電流更高，因此顯然增益較低的IGBT具有較低的短路電平。然而，較高增益同樣會(huì )導致較低的通態(tài)導通損耗，因而必須作出權衡取舍。

IGBT技術(shù)的發(fā)展正在促成增加短路電流電平，但降低短路耐受時(shí)間這一趨勢。此外，技術(shù)的進(jìn)步導致使用芯片尺寸更小，縮小了模塊尺寸，但降低了熱容量，以至耐受時(shí)間進(jìn)一步縮短。另外，還與IGBT集電極-發(fā)射極電壓有很大關(guān)系，因而工業(yè)驅動(dòng)趨向更高直流總線(xiàn)電壓電平的并行趨勢進(jìn)一步縮減了短路耐受時(shí)間。過(guò)去，這一時(shí)間范圍是10 μs，但近年來(lái)的趨勢是在往5 μs以及某些條件下低至1 μs方向發(fā)展。此外，不同器件的短路耐受時(shí)間也有較大的不同，因此對于IGBT保護電路而言，通常建議內建多于額定短路耐受時(shí)間的額外裕量。

IGBT過(guò)流保護

無(wú)論出于財產(chǎn)損失還是**方面的考量，針對過(guò)流條件的IGBT保護都是系統可靠性的關(guān)鍵所在。IGBT并非是一種故障**元件，它們若出現故障則可能導致直流總線(xiàn)電容爆炸，并使整個(gè)驅動(dòng)出現故障。過(guò)流保護一般通過(guò)電流測量或去飽和檢測來(lái)實(shí)現。

圖2顯示了這些技巧。對于電流測量而言，逆變器臂和相位輸出都需要諸如分流電阻等測量器件，以便應付直通故障和電機繞組故障?？刂破骱?或柵極驅動(dòng)器中的快速執行跳變電路必須及時(shí)關(guān)斷 IGBT，防止超出短路耐受時(shí)間。這種方法的zui大好處是它要求在每個(gè)逆變器臂上各配備兩個(gè)測量器件，并配備一切相關(guān)的信號調理和隔離電路。只需在正直流總線(xiàn)線(xiàn)路和負直流總線(xiàn)線(xiàn)路上添加分流電阻即可緩解這種情況。然而，在很多情況下，驅動(dòng)架構中要么存在臂分流電阻，要么存在相位分流電阻，以便為電流控制環(huán)路服務(wù)，并提供電機過(guò)流保護；它們同樣可能用于IGBT過(guò)流保護——前提是信號調理的響應時(shí)間足夠快，可以在要求的短路耐受時(shí)間內保護IGBT。

去飽和檢測利用IGBT本身作為電流測量元件。原理圖中的二極管確保IGBT集電極-發(fā)射極電壓在導通期間僅受到檢測電路的監控；正常工作時(shí)，集電極-發(fā)射極電壓非常低(典型值為1 V至4 V)。然而，如果發(fā)生短路事件，IGBT集電極電流上升到驅動(dòng)IGBT退出飽和區并進(jìn)入線(xiàn)性工作區的電平。這導致集電極-發(fā)射極電壓快速升高。上述正常電壓電平可用來(lái)表示存在短路，而去飽和跳變閾值電平通常在7 V至9 V區域內。重要的是，去飽和還可表示柵極-發(fā)射極電壓過(guò)低，且IGBT未完全驅動(dòng)至飽和區。進(jìn)行去飽和檢測部署時(shí)需仔細，以防誤觸發(fā)。這尤其可能發(fā)生在IGBT尚未完全進(jìn)入飽和狀態(tài)時(shí)，從IGBT關(guān)斷狀態(tài)轉換到IGBT導通狀態(tài)期間。消隱時(shí)間通常在開(kāi)啟信號和去飽和檢測激活時(shí)刻之間，以避免誤檢。通常還會(huì )加入電流源充電電容或RC濾波器，以便在檢測機制中產(chǎn)生短暫的時(shí)間常數，過(guò)濾噪聲拾取導致的濾波器雜散跳變。選擇這些濾波器元件時(shí)，需在噪聲抗擾度和IGBT短路耐受時(shí)間內作出反應這兩者之間進(jìn)行權衡。

檢測到IGBT過(guò)流后，進(jìn)一步的挑戰便是關(guān)閉處于不正常高電流電平狀態(tài)的IGBT。正常工作條件下，柵極驅動(dòng)器設計為能夠盡可能快速地關(guān)閉IGBT，以便zui大程度降低開(kāi)關(guān)損耗。這是通過(guò)較低的驅動(dòng)器阻抗和柵極驅動(dòng)電阻來(lái)實(shí)現的。如果針對過(guò)流條件施加同樣的柵極關(guān)斷速率，則集電極-發(fā)射極的di/dt將會(huì )大很多，因為在較短的時(shí)間內電流變化較大。由于線(xiàn)焊和PCB走線(xiàn)雜散電感導致的集電極-發(fā)射極電路寄生電感可能會(huì )使較大的過(guò)壓電平瞬間到達IGBT(因為VLSTRAY = LSTRAY × di/dt)。因此，在去飽和事件發(fā)生期間，關(guān)斷IGBT時(shí)，提供阻抗較高的關(guān)斷路徑很重要，這樣可以降低di/dt以及一切具有潛在破壞性的過(guò)壓電平。

除了系統故障導致的短路，瞬時(shí)逆變器直通同樣會(huì )發(fā)生在正常工作條件下。此時(shí)，IGBT導通要求IGBT驅動(dòng)至飽和區域，在該區域中導通損耗zui低。這通常意味著(zhù)導通狀態(tài)時(shí)的柵極-發(fā)射極電壓大于12 V。IGBT關(guān)斷要求IGBT驅動(dòng)至工作截止區域，以便在高 端IGBT導通時(shí)成功阻隔兩端的反向高電壓。原則上講，可以通過(guò)使IGBT柵極-發(fā)射極電壓下降至0 V實(shí)現該目標。但是，必須考慮逆變器臂上低端晶體管導通時(shí)的副作用。導通時(shí)開(kāi)關(guān)節點(diǎn)電壓的快速變化導致容性感應電流流過(guò)低端IGBT寄生密勒柵極-集電極電容(圖3中的CGC)。該電流流過(guò)低端柵極驅動(dòng)器（圖3中的ZDRIVER）關(guān)斷阻抗，在低端IGBT柵極發(fā)射極端創(chuàng )造出一個(gè)瞬變電壓增加，如圖所示。如果該電壓上升至IGBT閾值電壓VTH以上，則會(huì )導致低端IGBT的短暫導通，從而形成瞬態(tài)逆變器臂直通——因為兩個(gè)IGBT都短暫導通。這一般不會(huì )破壞IGBT，但卻能增加功耗，影響可靠性。

一般而言，有兩種方法可以解決逆變器IGBT的感應導通問(wèn)題——使用雙極性電源和/或額外的米勒箝位。在柵極驅動(dòng)器隔離端接受雙極性電源的能力為感應電壓瞬變提供了額外的裕量。例如，–7.5 V負電源軌表示需要大于8.5 V的感應電壓瞬變才能感應雜散導通。 這足以防止雜散導通。另一種方法是在完成關(guān)斷轉換后的一段時(shí)間內降低柵極驅動(dòng)器電路的關(guān)斷阻抗。這稱(chēng)為米勒箝位電路。容性電流現在流經(jīng)較低阻抗的電路，隨后降低電壓瞬變的幅度。針對導通與關(guān)斷采用非對稱(chēng)柵極電阻，便可為開(kāi)關(guān)速率控制提供額外的靈活性。所有這些柵極驅動(dòng)器功能都對整個(gè)系統的可靠性與效率有正面影響。

實(shí)驗示例

實(shí)驗設置采用三相逆變器，該逆變器由交流市電通過(guò)半波整流器供電。雖然系統zui高可采用800 V的直流總線(xiàn)電壓，但本例中的直流總線(xiàn)電壓為320 V。正常工作時(shí)，0.5 HP感應電機由開(kāi)環(huán)V/Hz控制驅動(dòng)。IGBT采用International Rectifier提供的1200 V、30 AIRG7PH46UDPBF?？刂破鞑捎肁DI的ADSP-CM408F Cortex®-M4F混合信號處理器。使用隔離式Σ-Δ AD7403調制器進(jìn)行相位電流測量，使用ADuM4135實(shí)現隔離式柵極驅動(dòng)(它是一款磁性隔離式柵極驅動(dòng)器產(chǎn)品，集成去飽和檢測、米勒箝位和其它IGBT保護功能)。在電機相位之間，或在電機相位和負直流總線(xiàn)之間手動(dòng)開(kāi)關(guān)短路，進(jìn)行短路測試。 本例中未測試短路至地。

控制器和電源板如圖5所示。它們均為ADI公司的ADSP-CM408FEZ-kit®和EV-MCS-ISOINVEP-Z隔離式逆變器平臺。

● 直流總線(xiàn)電流檢測(逆變器直通故障)
● 電機相位電流檢測(電機繞組故障)
● 柵極驅動(dòng)器去飽和檢測(所有故障)

對于直流總線(xiàn)電流檢測電路，必須加一個(gè)小型濾波器，避免誤觸發(fā)，因為直流總線(xiàn)電流由于潛在的高噪聲電流而斷續。采用具有3 μs時(shí)間常數的RC濾波器。檢測到過(guò)流后，其余有關(guān)IGBT關(guān)斷的延遲是通過(guò)運算放大器、比較器、信號隔離器、ADSP-CM408F中的跳變響應時(shí)間，以及柵極驅動(dòng)器傳播延遲。這會(huì )額外增加0.4 μs，使得故障至關(guān)斷的總時(shí)間延遲為3.4 μs——遠低于很多IGBT的短路時(shí)間常數。

類(lèi)似的時(shí)序同樣適用于采用AD7403以及ADSP-CM408F處理器上集成式過(guò)載檢測sinc濾波器的電機相位電流檢測。采用時(shí)間常數為3 μs左右的sinc濾波器可良好運作。在這種情況下，其余系統延遲的原因僅會(huì )是跳變信號內部路由至PWM單元以及存在柵極驅動(dòng)器傳播延遲，因為過(guò)載sinc濾波器是處理器的內部元件。連同電流檢測電路或快速數字濾波器的反應時(shí)間，無(wú)論使用何種方法，兩種情況下的ADuM4135超短傳播延遲對實(shí)現有效的快速過(guò)流保護非常重要。

圖6顯示了硬件跳變信號、PWM輸出信號和其中一個(gè)逆變器臂的上方IGBT實(shí)際柵極-發(fā)射極波形之間的延遲。圖中可以看到，IGBT開(kāi)始關(guān)斷后的總延遲約為100 ns。

通道1：柵極-發(fā)射極電壓10 V/div；
通道2：來(lái)自控制器的PWM信號5 V/div；
通道3：低電平有效跳變信號5 V/div；100 ns/div

柵極驅動(dòng)器去飽和檢測比上文描述的過(guò)流檢測方法執行速度快得多，且對于限制短路電流所允許上升的上限很重要，從而提升了系統的整體穩定性，并超過(guò)了可以實(shí)現的水準，哪怕系統帶有快速過(guò)流保護功能。這顯示在圖7中。當發(fā)生故障時(shí)，電流快速上升——事實(shí)上，電流遠高于圖中所示，因為圖中以帶寬限制20 A電流探針進(jìn)行測量，僅供參考。去飽和電壓達到9 V跳變電平，柵極驅動(dòng)器開(kāi)始關(guān)斷。顯然，短路的整個(gè)持續時(shí)間不足400 ns。電流的長(cháng)尾表示下方IGBT反并聯(lián)二極管中的續流導致的感應電能。開(kāi)啟時(shí)，去飽和電壓的初始增加是雜散去飽和檢測電動(dòng)勢的一個(gè)例子，這是由于集電極-發(fā)射極電壓瞬態(tài)所導致?？梢酝ㄟ^(guò)增加去飽和濾波器時(shí)間常數，從而增加額外的消隱時(shí)間而消除。