運算放大器固有的輸出電阻Ro與容性負載一起，構成放大器傳遞函數的另一個(gè)極點(diǎn)。如波特圖所示，在每個(gè)極點(diǎn)處，幅度斜率（負值）減小20dB/10倍。請注意各極點(diǎn)如何增加多達-90°的相移。我們可以從兩個(gè)角度來(lái)考察不穩定性問(wèn)題。請看對數圖上的幅度響應，當開(kāi)環(huán)增益與反饋衰減之和大于1時(shí)，電路就會(huì )變得不穩定。類(lèi)似地，還可以看相位響應，在環(huán)路相移超過(guò)-180°的頻率，如果此頻率低于閉環(huán)帶寬，則運算放大器往往會(huì )發(fā)生振蕩。電壓反饋型運算放大器電路的閉環(huán)帶寬等于運算放太器的增益帶寬積（GBP，或單位增益頻率）除以電路的閉環(huán)增益（ACL）。
運算放大器電路的相位余量可以看作是使電路變得不穩定時(shí)所需的閉環(huán)帶寬的額外相移量（即相移 相位余量=-180°)。隨著(zhù)相位余量趨于0，環(huán)路相移趨于-180°，運算放大器電路便趨于不穩定。通常而言，如果相位余量值遠小于45°，就會(huì )導致頻率響應的尖峰，以及階躍響應時(shí)的過(guò)沖或響鈴振蕩等問(wèn)題。為了保持足夠的相位余量，容性負載所產(chǎn)生的極點(diǎn)至少應比電路的閉環(huán)帶寬高10倍。如果不是這樣，請考慮電路不穩定的可能性。
如何處理容性負載？教你三招
首先應當確定，運算放大器能否**地驅動(dòng)自身負載。許多運算放大器數據手冊規定了“容性負載驅動(dòng)能力”，另有一些則提供了關(guān)于“小信號過(guò)沖與容性負載之間關(guān)系”的典型數據。查看這些數值，可以發(fā)現過(guò)沖隨著(zhù)負載電容增加成倍遞增。當過(guò)沖接近100%時(shí)，運算放大器便趨于不穩定。如果可能，請讓過(guò)沖遠低于此限值。另外請注意，此圖針對特定增益而言。對于電壓反饋型運算放大器，容性負載驅動(dòng)能力隨著(zhù)增益的增加而提高。因此，在單位增益時(shí)能夠**驅動(dòng)100pF電容的電壓反饋型運算放大器，在增益為10時(shí)應當能夠驅動(dòng)1000pF電容。
一些運算放大器數據手冊給出了開(kāi)環(huán)輸出電阻（Ro)，由此可算出上述附加極點(diǎn)的頻率。如果附加極點(diǎn)的頻率(fp）比電路帶寬高出10倍，電路將保持穩定。
如果運算放大器的數據手冊沒(méi)有說(shuō)明容性負載驅動(dòng)能力或開(kāi)環(huán)輸出電阻，并且沒(méi)有提供過(guò)沖與容性負載的關(guān)系圖，那么為了確保穩定性，必須假設任何負載電容均要求采取某種補償技術(shù)。有許多方法都能使標準運算放大器電路穩定驅動(dòng)容性負載，下面是其中幾種：
噪聲增益操控
這是一種在低頻應用中保持穩定的有效方法，然而卻經(jīng)常被設計人員所忽略。其原理是提高電路的閉環(huán)增益（也稱(chēng)為“噪聲增益”），而不改變信號增益，從而降低開(kāi)環(huán)增益與反饋衰減之積變?yōu)?的頻率。在一些電路的運算放大器輸入端之間連接RD即可實(shí)現，如下圖所示。利用所給的公式可求得這些電路的“噪聲增益”。
由于穩定性受噪聲增益而不是信號增益控制，因此上面的電路可提高穩定性，且不會(huì )影響信號增益。只需使“噪聲帶寬”（GBP/ANOISE）比負載所產(chǎn)生的極點(diǎn)至少低10倍，便可確保穩定。
這種穩定方法有一個(gè)缺點(diǎn)，即折合到輸入端的電壓噪聲和輸人失調電壓進(jìn)一步放大，導致輸出噪聲和失調電壓增加。將電容CD與RD串聯(lián)，可以消除增加的直流偏置電壓，但這種技術(shù)會(huì )增加噪聲，無(wú)法消除。這些電路在包含CD和不含CD兩種情況下的有效噪聲增益如圖所示。
使用時(shí)，CD應盡可能大；zui小值應為10ANOISE/（2πRDGBP)，才能使“噪聲極點(diǎn)”至少比“噪聲帶寬”低10倍。
環(huán)外補償
這種方法是在運算放大器的輸出端與負載電容之間增加一個(gè)電阻RX，如下圖所示。該電阻顯然在反饋環(huán)路之外，但它與負載電容一起，可將一個(gè)零點(diǎn)引人反饋網(wǎng)絡(luò )的此傳遞函數，從而減小高頻時(shí)的環(huán)路相移。
為確保穩定，RX值應使所增加的零點(diǎn)（fZ）至少比運算放大器電路的閉環(huán)帶寬低10倍。增加RX后，電路性能不會(huì )像第 一種方法一樣受到影響，輸出噪聲不會(huì )增加，但相對負載而言的輸出阻抗會(huì )提高。由于RX和RL構成電阻分壓器，這可能會(huì )降低信號增益。如果RL已知且相當穩定，則可以提高運算放大器電路的增益，以抵消該增益損失。
這種方法對于驅動(dòng)傳輸線(xiàn)路非常有效。為了避免駐波，RL和RX的值必須等于電纜的特性阻抗（一般為50Ω或75Ω）。因此，RX是預先確定的，剩下的工作就是讓放大器的增益加倍，以便抵消電阻分壓器造成的信號損耗，這樣問(wèn)題就解決了。
環(huán)內補償
如果RL是未知的或動(dòng)態(tài)變化的，則增益級的有效輸出電阻必須保持較低。這種情況下，將RX連接在整個(gè)反饋環(huán)路以?xún)瓤赡苡袔椭?，如下圖所示。采用這種配置，直流和低頻反做來(lái)自負載本身，因此從輸入端到負載的信號增益仍然不受分壓器（RX和RL）的影響。
此電路中增加的電容CF可以抵消CL所造成的極點(diǎn)和零點(diǎn)。簡(jiǎn)單地說(shuō)，CF所產(chǎn)生的零點(diǎn)與CL所產(chǎn)生的極點(diǎn)一致，同時(shí)CF所產(chǎn)生的極點(diǎn)與CL所產(chǎn)生的零點(diǎn)一致。因此，總傳遞函數和相位響應與沒(méi)有電容時(shí)完全一樣。為了確保極點(diǎn)和零點(diǎn)組合均得以抵消，必須精 確求解上述方程式。另外應注意條件；如果負載阻抗相對較大，則這些條件很容易得到滿(mǎn)足。
如果RO未知，將難以計算。這種情況下，設計程序就變成猜謎游戲，這可以說(shuō)是電路設計的噩夢(mèng)。關(guān)于SPICE，有一點(diǎn)應當注意：運算放大器的SPICE模型并未精 確模擬開(kāi)環(huán)輸出電阻（RO），因此并不能完全取代補償網(wǎng)絡(luò )的經(jīng)驗設計。
還有一點(diǎn)必須注意：CL必須為已知且恒定的值，才能應用這種技術(shù)。許多應用中，放大器驅動(dòng)非常規負載，CL可能會(huì )因負載不同而有很大差別。只有CL是閉環(huán)系統的一部分時(shí)，使用以上電路才是zui佳選擇。
一種應用是對基準電壓進(jìn)行緩沖或反相，以驅動(dòng)較大的去耦電容。此時(shí)，CL為固定值，可以精 確抵消極點(diǎn)/零點(diǎn)組合。這種方法的低直流輸出阻抗和低噪聲（與前兩種方法相比）非常有利。此外，基準電壓的去耦電容可能很大（經(jīng)常為若干微法），使用其它補償方法并不可行。
以上三種方法均應用于“標準”、單位增益穩定、電壓反饋型運算放大器，每種方法各有利弊?，F在，您可以應用自己的知識來(lái)判斷哪種方法適合您的應用啦~