平均電流模式的工作原理及特點(diǎn)
圖1為平均電流模式的控制系統圖，K為檢測電流放大器，CEA為電流誤差放大器，VEA為電壓誤差放大器。輸出電壓通過(guò)分壓電阻器接到電壓誤差放大器的反相端，VEA同相端接參考電壓Vref，輸出的電壓誤差信號經(jīng)VEA放大后輸出，電壓值為Vc。Vc連接到電流誤差放大器CEA的同相端，輸出電流信號由Rs取樣，經(jīng)電流放大器K放大后，輸出到電流誤差放大器CEA的反相端，電流信號和輸出電壓誤差信號在電流誤差放大器CEA內進(jìn)行比較然后放大，輸出為Ve，Ve送到PWM比較器的反相端，與PWM比較器的同相端的鋸齒波進(jìn)行比較，輸出PWM關(guān)斷信號。振蕩電路產(chǎn)生PWM的開(kāi)通時(shí)鐘信號，同時(shí)輸出信號給鋸齒波發(fā)生器以產(chǎn)生相應的鋸齒波。
電流信號為向上的鋸齒波，反相放大后，Ve為向下斜坡信號，Ve向下斜坡信號與鋸齒波向上斜坡信號相等時(shí)，PWM信號的關(guān)斷，如圖2所示。當輸入電壓的增加，電感電流信號上升的斜率提高，因此Ve的下降斜率更陡峭，從而使占空比變窄。電壓外環(huán)用于補償由負載變化引起的輸出電壓變化，由于電感電流由VEA處理，系統表現為一個(gè)單極點(diǎn)響應，從而簡(jiǎn)化了電壓補償環(huán)路。
峰值電流模式中，電流檢測信號直接與電壓誤差信號進(jìn)行比較，電流檢測信號沒(méi)有經(jīng)過(guò)電流放大器的處理，因此峰值電流模式中，容易受到電流信號前沿尖峰噪聲的干擾。而平均電流模式中，輸出電流的波形帶有鋸齒波分量，與電壓誤差信號進(jìn)行比較放大時(shí)，電流誤差放大器CEA的外接的補償網(wǎng)絡(luò )會(huì )對電流信號做平均化的處理，從而得到代表跟蹤平均電流的誤差信號控制PWM信號的關(guān)斷。此外，高頻的電流信號前沿尖峰噪聲會(huì )被濾除，PWM比較器之后的SR鎖存器可避免由噪聲引起的信號跳變，從而消除了由于噪聲尖峰而過(guò)早關(guān)斷MOSFET的可能。
由于Ve為向下的斜坡，這也意味著(zhù)在反饋環(huán)中加入了一定的斜坡補償，從而避免次諧波振蕩，當占空比超過(guò)50%時(shí)不需要斜坡電壓補償。
由圖2可知，若Ve上升的斜率大于三角鋸齒波信號的斜率，系統失去交點(diǎn)將無(wú)法平衡，會(huì )發(fā)生諧振和不穩定，因此要控制電感電流的下降斜率，從而保證Ve上升的斜率必須小于三角鋸齒波信號的斜率，同時(shí)Ve信號的值也不能超過(guò)斜坡電壓。
電感電流的下降的斜率為：
di/dt = L*Vo
Ve上升的斜率為：
K*Rs*GCEA*Vo/L
Rs為電流檢測電阻，Ｋ為電流放大器增益，GCEA為CEA的增益，Vs為三角鋸齒波信號幅值，fs為開(kāi)關(guān)周期。
若CEA是具有較高的輸出阻抗的跨導放大器，則補償的RC網(wǎng)絡(luò )可以直接連接到CEA的輸出端和地之間，
GCEA = Gm*RG
Gm為跨導放大器的跨導，RG為跨導放大器直流輸出阻抗，即跨導放大器輸出端所接ＲＣ補償網(wǎng)絡(luò )中的電阻。CEA的直流增益應該盡可能高，以精 確處理直流輸出電流。對于直流，補償網(wǎng)絡(luò )中的電容相當于開(kāi)路，CEA直流增益zui大。
平均電流模式控制的優(yōu)點(diǎn)：
（１）平均電感電流能夠高度精 確地跟蹤電流信號。
（２）不需要斜坡補償。
（３）優(yōu)越的抗噪聲性能。
（４） 適合于任何電路拓撲。
（５）容易調試。
（６）易于實(shí)現均流。
（７）高di/dt動(dòng)態(tài)響應，適合低壓大電流輸出應用。
平均電流模式控制的缺點(diǎn)：
（１）電流放大器在開(kāi)關(guān)頻率處的增益有zui大限制。
（２）雙閉環(huán)放大器帶寬、增益等配合參數，設計調試復雜。
2 滯回電流模式的工作原理及特點(diǎn)
圖3為滯回電流模式的控制原理圖，滯回電流模式也是雙環(huán)控制，外環(huán)是電壓環(huán)，輸出電壓經(jīng)分壓電阻器分壓后與參考電壓進(jìn)行比較，然后經(jīng)電壓誤差放大器放大，圖中為跨導型放大器，電壓誤差放大器的輸出信號為Vc，Vc連接到比較器A1的同相端和A2的反相端。A1比較器控制開(kāi)關(guān)管的開(kāi)通，A2比較器控制開(kāi)關(guān)管的關(guān)斷。
電流檢測信號經(jīng)電流放大器K放大后輸出為Vs，Vs連接到A1的反相端，同時(shí)Vs-IR*RR信號值連接到A1的同相端。
下面分析其工作過(guò)程：
（1）若初始的狀態(tài)是開(kāi)關(guān)管導通，電感的電流線(xiàn)性上升，但是此時(shí)，Vs-IR*RR電壓低于Vc，Vs也電壓低于Vc，A2輸出低電平，A1輸出高電平，控制邏輯電路輸出上管的驅動(dòng)信號，開(kāi)關(guān)管導通。
（2）電感電流繼續上升，Vs的電壓上升，當Vs-IR*RR電壓低于Vc，同時(shí)，Vs電壓高于Vc，此時(shí)，A2輸出低電平，A1也輸出低電平，控制邏輯電路保持輸出上管的驅動(dòng)信號，上開(kāi)關(guān)管保持導通。
（3）當電感電流繼續上升，使Vs-IR*RR電壓高于Vc，Vs電壓也高于Vc，此時(shí)，A2輸出高電平，A1輸出低電平，控制邏輯電路關(guān)斷上管的驅動(dòng)信號，上開(kāi)關(guān)管關(guān)斷。
（4）開(kāi)關(guān)管關(guān)斷后，電感電流下降，使Vs-IR*RR電壓低于Vc，Vs電壓高于Vc，此時(shí)，A2輸出低電平，A1輸出低電壓，控制邏輯電路保持開(kāi)關(guān)管關(guān)斷。
（5）電感電流繼續下降，使Vs-IR*RR電壓低于Vc，Vs電壓也低于Vc，此時(shí)，A2輸出低電平，A1輸出高電壓，控制邏輯電路輸出上管的驅動(dòng)信號，開(kāi)關(guān)管導通，進(jìn)入下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期，如此反復。
由上述原理可見(jiàn)，滯回電流模式為變頻控制，電流環(huán)產(chǎn)生二個(gè)檢測電壓信號。
滯回電流模式的優(yōu)點(diǎn):
（1）不需要斜坡補償。
（2）穩定性好，不會(huì )因為噪聲產(chǎn)生不穩定的振蕩。
滯回電流模式的缺點(diǎn):
（1）需要對電感電流全周期的檢測和控制。
（2）變頻控制容易產(chǎn)生變頻噪聲，電感設計難以?xún)?yōu)化。
