DC/DC轉換器中半導體器件的高頻開(kāi)關(guān)特性是主要的傳導和輻射發(fā)射源。本文章系列的回顧了DC/DC 轉換器的差模（DM）和共模（CM）傳導噪聲干擾。在電磁干擾（EMI）測試期間，如果將總噪聲測量結果細分為DM 和CM噪聲分量，可以確定DM和CM兩種噪聲各自所占的比例，從而簡(jiǎn)化 EMI 濾波器的設計流程。高頻下的傳導發(fā)射主要由 CM 噪聲產(chǎn)生，該噪聲的傳導回路面積較大，進(jìn)一步推動(dòng)輻射發(fā)射的產(chǎn)生。
在第3部分中，我將全 面介紹降壓穩壓器電路中影響 EMI 性能和開(kāi)關(guān)損耗的感性和容性寄生元素。通過(guò)了解相關(guān)電路寄生效應的影響程度，可以采取適當的措施將影響降至zui低并減少總體 EMI 信號。一般來(lái)說(shuō)，采用一種經(jīng)過(guò)優(yōu)化的緊湊型功率級布局可以降低 EMI，從而符合相關(guān)法規，還可以提高效率并降低解決方案的總成本。
檢驗具有高轉換率電流的關(guān)鍵回路
根據電源原理圖進(jìn)行電路板布局時(shí)，其中一個(gè)重要環(huán)節是準確找到高轉換率電流（高 di/dt）回路，同時(shí)密切關(guān)注布局引起的寄生或雜散電感。這類(lèi)電感會(huì )產(chǎn)生過(guò)大的噪聲和振鈴，導致過(guò)沖和地彈反射。圖 1 中的功率級原理圖顯示了一個(gè)驅動(dòng)高側和低側 MOSFET（分別為 Q1 和 Q2）的同步降壓控制器。
以 Q1 的導通轉換為例。在輸入電容 CIN 供電的情況下，Q1 的漏極電流迅速上升至電感電流水平，與此同時(shí)，從 Q2 的源極流入漏極的電流降為零。MOSFET 中紅色陰影標記的回路和輸入電容（圖 1 中標記為“1”）是降壓穩壓器的高頻換向功率回路或“熱”回路 。功率回路承載著(zhù)幅值和 di/dt 相對較高的高頻電流，特別是在 MOSFET 開(kāi)關(guān)期間。
圖1中的回路“2”和“3”均歸類(lèi)為功率 MOSFET 的柵極回路。具體來(lái)說(shuō)，回路 2 表示高側 MOSFET 的柵極驅動(dòng)器電路（由自舉電容 CBOOT 供電）?；芈?3 表示低側 MOSFET 柵極驅動(dòng)器電路（由 VCC 供電）。這兩條回路中均使用實(shí)線(xiàn)繪制導通柵極電流路徑，以虛線(xiàn)繪制關(guān)斷柵極電流路徑。
寄生組分和輻射 EMI
EMI 問(wèn)題通常涉及三大要素：干擾源、受干擾者和耦合機制。干擾源是指 dv/dt 和/或 di/dt 較高的噪聲發(fā)生器，受干擾者指易受影響的電路（或 EMI 測量設備）。耦合機制可分為導電和非導電耦合。非導電耦合可以是電場(chǎng)（E 場(chǎng)）耦合、磁場(chǎng)（H 場(chǎng)）耦合或兩者的組合 - 稱(chēng)為遠場(chǎng) EM 輻射。近場(chǎng)耦合通常由寄生電感和電容引起，可能對穩壓器的 EMI 性能起到?jīng)Q定性作用，影響顯著(zhù)。
功率級寄生電感
功率MOSFET 的開(kāi)關(guān)行為以及波形振鈴和 EMI 造成的后果均與功率回路和柵極驅動(dòng)電路的部分電感相關(guān)。圖 2 綜合顯示了由元器件布局、器件封裝和印刷電路板（PCB）布局產(chǎn)生的寄生元素，這些寄生元素會(huì )影響同步降壓穩壓器的 EMI 性能。
有效高頻電源回路電感（LLOOP）是總漏極電感（LD）、共源電感（LS）（即輸入電容和 PCB 走線(xiàn)的等效串聯(lián)電感（ESL））和功率 MOSFET 的封裝電感之和。按照預期，LLOOP 與輸入電容 MOSFET 回路（圖 1 中的紅色陰影區域）的幾何形狀布局密切相關(guān)。
與此同時(shí)，柵極回路的自感 LG 由 MOSFET 封裝和 PCB 走線(xiàn)共同產(chǎn)生。從圖 2 中可以看出，高側 MOSFET Q1 的共源電感同時(shí)存在于電源和柵極回路中。Q1 的共源電感產(chǎn)生效果相反的兩種反饋電壓，分別控制 MOSFET 柵源電壓的上升和下降時(shí)間，因此降低功率回路中的 di/dt。然而，這樣通常會(huì )增加開(kāi)關(guān)損耗，因此并非理想方法。
功率級寄生電容
公式 1 為影響 EMI 和開(kāi)關(guān)行為的功率 MOSFET 輸入電容、輸出電容和反向傳輸電容三者之間的關(guān)系表達式（以圖 2 中的終端電容符號表示）。在 MOSFET 開(kāi)關(guān)轉換期間，這種寄生電容需要幅值較高的高頻電流。
公式 2 的近似關(guān)系表達式表明，COSS 與電壓之間存在高度非線(xiàn)性的相關(guān)性。公式3給出了特定輸入電壓下的有效電荷 QOSS，其中 COSS-TR 是與時(shí)間相關(guān)的有效輸出電容，與部分新款功率 FET 器件的數據表中定義的內容一致。
圖2中的另一個(gè)關(guān)鍵參數是體二極管 DB2 的反向恢復電荷（QRR），該電荷導致 Q1 導通期間出現顯著(zhù)的電流尖峰。QRR取決于許多參數，包括恢復前的二極管正向電流、電流轉換速度和芯片溫度。一般來(lái)說(shuō)，MOSFET QOSS 和體二極管 MOSFET QOSS 會(huì )為分析和測量過(guò)程帶來(lái)諸多難題。在 Q1導通期間，為Q2的 COSS2 充電的前沿電流尖峰和為 QRR2 供電以恢復體二極管 DB2前沿電流尖峰具有類(lèi)似的曲線(xiàn)圖，因此二者常被混淆。
EMI 頻率范圍和耦合模式
表 1 列出了三個(gè)粗略定義的頻率范圍，開(kāi)關(guān)模式電源轉換器在這三種頻率范圍內激勵和傳播 EMI [5]。在功率 MOSFET 開(kāi)關(guān)期間，當換向電流的轉換率超過(guò) 5A/ns 時(shí)，2nH 寄生電感會(huì )導致 10V 的電壓過(guò)沖。此外，功率回路中的電流具有快速開(kāi)關(guān)邊沿（可能存在與體二極管反向恢復和 MOSFET COSS 充電相關(guān)的前沿振鈴），其中富含諧波成分，產(chǎn)生負面影響嚴重的 H 場(chǎng)耦合，導致傳導和輻射 EMI 增加。
噪聲耦合路徑主要有以下三種：通過(guò)直流輸入線(xiàn)路傳導的噪聲、來(lái)自功率回路和電感的 H 場(chǎng)耦合以及來(lái)自開(kāi)關(guān)節點(diǎn)銅表面的 E 場(chǎng)耦合。
轉換器開(kāi)關(guān)波形分析建模
如第 2 部分所述，開(kāi)關(guān)節點(diǎn)電壓的上升沿和下降沿分別是非隔離式轉換器中 CM 噪聲和 E 場(chǎng)耦合的主要來(lái)源。在EMI 分析中，設計者zui關(guān)注電源轉換器噪聲發(fā)射的諧波含量上限或“頻譜包絡(luò )”，而非單一諧波分量的幅值。借助簡(jiǎn)化的開(kāi)關(guān)波形分析模型，我們可以輕松確定時(shí)域波形參數對頻譜結果的影響。
為了解與開(kāi)關(guān)節點(diǎn)電壓相關(guān)的諧波頻譜包絡(luò )，圖 3 給出了近似的時(shí)域波形。每一部分均由其幅值（VIN）、占空比（D）、上升和下降時(shí)間（t 和 tF）以及脈寬（t1）來(lái)表示。其中，脈寬的定義為上升沿中點(diǎn)與下降沿中點(diǎn)的間距。
傅立葉分析結果表明，諧波幅值包絡(luò )為雙 sinc 函數，轉角頻率為 f1 和 f2，具體取決于時(shí)域波形的脈寬和上升/下降時(shí)間。對于降壓開(kāi)關(guān)單元的各個(gè)輸入電流波形，可以應用類(lèi)似的處理方法。測得的電壓和電流波形中相應的頻率分量可以表示開(kāi)關(guān)電壓和電流波形邊沿處的振鈴特性（分別由寄生回路電感和體二極管反向恢復產(chǎn)生）。
一般來(lái)說(shuō)，電感LLOOP會(huì )增加 MOSFET 漏源峰值電壓尖峰，并且還會(huì )加劇開(kāi)關(guān)節點(diǎn)的電壓振鈴，影響 50MHz 至 200MHz 范圍內的寬帶 EMI。在這種情況下，zui大限度縮減功率回路的有效長(cháng)度和閉合區域顯得至關(guān)重要。這樣不僅可減小寄生電感，而且還可以減少環(huán)形天線(xiàn)結構發(fā)出的磁耦合輻射能量，從而實(shí)現磁場(chǎng)自消除。
穩壓器輸入端基于回路電感比率發(fā)生傳導噪聲耦合，而輸入電容 ESL 決定濾波要求。減小LLOOP會(huì )增加輸入濾波器的衰減要求。幸運的是，如果降壓輸出電感的自諧振頻率（SRF）較高，傳導至輸出的噪聲可降至zui低。換言之，電感應具有較低的有效并聯(lián)電容（EPC），以便在從開(kāi)關(guān)節點(diǎn)到 VOUT 的網(wǎng)絡(luò )中獲得較高的傳輸阻抗。此外，還會(huì )通過(guò)低阻抗輸出電容對輸出噪聲進(jìn)行濾波。
等效諧振電路
根據圖 4 所示的同步降壓穩壓器時(shí)域開(kāi)關(guān)節點(diǎn)的電壓波形可知，MOSFET 開(kāi)關(guān)期間傳輸的寄生能量會(huì )激發(fā) RLC 諧振。右側的簡(jiǎn)化等效電路用于分析 Q1 導通和關(guān)斷時(shí)的開(kāi)關(guān)行為。從電壓波形中可以看出，上升沿的開(kāi)關(guān)節點(diǎn)電壓明顯超出 VIN，而下降沿的開(kāi)關(guān)節點(diǎn)電壓明顯低于接地端（GND）。
振蕩幅值取決于部分電感在回路內的分布，回路的有效交流電阻會(huì )抑制隨后產(chǎn)生的振鈴。這不僅為 MOSFET 和柵極驅動(dòng)器提供電壓應力，還會(huì )影響寬帶輻射 EMI 的中心頻率。
根據圖 4 中的上升沿電壓過(guò)沖計算可得，振鈴周期為 6.25ns，對應的諧振頻率為 160MHz。此外，將一個(gè)近場(chǎng) H 探頭直接放在開(kāi)關(guān)回路區域上方也可以識別該頻率分量。利用計算型 EM 場(chǎng)仿真工具，可以推導出與高頻諧振和輻射發(fā)射相關(guān)的部分回路電感值。不過(guò)，還有一種更簡(jiǎn)單的方法。這種方法需要測量諧振周期 TRing1 并從 MOSFET 數據表中獲取輸入電壓工作點(diǎn)的 COSS2后利用公式 4 計算總回路電感。
